Laddade EVS | En närmare titt på flernivå dragkrafter

De allra flesta EV-dragmotorer måste levereras med sinusformad 3-fas växelström med frekvensen proportionell mot varvtal, och det överväldigande favorit sättet att göra detta är med en trippelhalvspänningsskälla inverterare, eller VSI.

In this topology, each bridge switch can connect its output terminal (ie motor phase winding) either to the positive or the negative rail of a voltage source (ie the battery in an EV, hereafter referred to as +Vbatt and -Vbatt), ignoring the useless choice of both switches being off, and the destructive choice of both being on, hence this type of inverter is further described as “2-level.”

Utgångsvågformen för en två-nivå inverter som arbetar vid den grundläggande frekvensen är en fyrkantig våg, och även om det är möjligt att driva AC-motorer med fyrkantiga vågor, gillar de inte så mycket på grund av det höga harmoniska innehållet, som ger överdriven uppvärmning, en minskning av maximalt uppnåeligt vridmoment vid alla RPM och mer vibrationer. Det traditionella tillvägagångssättet för att minska det harmoniska innehållet är genom att hugga varje utgångspuls upp i många skivor och modulera deras ibland, eller pliktcykler, sinusformigt. Induktionen av motorlindningarna integrerar sedan denna pulserande spänningsvågform i en sinusformad ström, med en följd av förbättring av vridmoment, vibrationer och förluster. Ju högre PWM -frekvens – är desto mer skivor för varje utgångspuls – desto lägre är den totala harmoniska distorsionen, eller THD, i den nuvarande vågformen, vilket bara kan vara bra … fram till det är det i alla fall.

Det första huvudsakliga hindret för att öka PWM -frekvensen utan slut är att procentandelen tid som spenderas i växlingsövergångarna (dvs. av till och med till OFF) ökar om inte omkopplarna också är proportionellt snabbare. Eftersom omkopplaren effektivt fungerar som ett motstånd under övergångarna, ökar dessa så kallade omkopplingsförluster med PWM-frekvens, varvid allt är lika. Att använda snabbare switchar-som den senaste tekniken SIC MOSFETS och GAN HEMTS (hög elektronmobilitetstransistorer)-leder inte till sin egen uppsättning huvudvärk, som bara för att du kan byta 400 till 800 V i 10-30 NS med dessa tekniker betyder inte att du borde; Den extremt höga DV / DT för en sådan snabb växling ger stora mängder RF-brus och orsakar också slingrande isolering och axelbärande förstörande vanliga läge-strömmar för att flyta. I själva verket säger en tumregel att den effektiva RF -bandbredden, i MHz, av en växlingsövergång, i NS, är 350 / dv / dt; EG en 10 NS -omkopplingstid kommer att generera betydande RF -energi ut till 35 MHz.

En lösning för att mjukgöra omkopplingsövergångarna utan att bromsa omkopplarna är att lägga till ett LC-lågpassfilter direkt efter varje inverterutgång (särskilt om motorn är mer än några meter bort, eftersom sammankopplingskablarna gör pinsamt bra radioantenner). Att ställa in filtrets avgränsningsfrekvens till 1/10: e den effektiva bandbreddfrekvensen som beräknas ovan (t.ex. 3,5 MHz för föregående exempel) räcker för att mjukgöra övergångarna, vilket drastiskt kommer att minska kränkande RF -brusutsläpp samtidigt som de inte introducerar tillräckligt med fasförskjutning för att orsaka problem med vektormotorstyrningssystem. Dessa så kallade DV / DT-filter kommer inte att hjälpa mycket med att minska de vanliga lägenströmmarna, eftersom motorspänningsvågformen fortfarande kommer att bestå av pulser som sträcker sig över hela batterispänningen.

To effectively integrate the chopped voltage waveform into a nice sine wave (ie same as the current waveform) would require the LC filter cutoff frequency be no higher than 1/10th the actual PWM frequency, and that would take up a lot more volume (and cost more) while almost certainly introducing enough phase shift to interfere with vector control schemes if not addressed in hardware and/or software.

Ett annat sätt att sänka THD och minska storleken på vanliga lägen är att lägga till fler steg till den spänningsvågform som genereras av inverteraren-en flernivåomvandlare, eller MLI, med andra ord. Fig. Det är svårt att se hur inverteraren på två nivåer till och med producerar en sinusformad ström, medan det är mycket mer uppenbart i 3-nivå och 5-nivå MLIS. Observera också att varje PWM-puls i inverteraren på två nivåer svänger hela batterispänningen, men bara hälften av VBATT för 3-nivå MLI, och en fjärdedel av VBATT för 5-nivå MLI, etc. Priset du betalar för lägre THD och Common-läge vid en given PWM-frekvens med alla multilevel-inverteringar är att de är mycket mer komplicerade än deras 2-läge), det är mycket mer komplicerade), det är mycket mer komplicerade). och kan mycket väl inte vara värt att betala för jämfört med de mer bandhjälpslösningar av ytterligare LC-filtrering, härdning av motorn mot Common-Mode-strömmar etc.

Multilevel -inverterare behöver uppenbarligen åtkomst till separata spänningskällor för varje utgångsspänningsnivå (och varje motorfas, för vissa MLI -topologier), eller annars måste skapa spänningsnivåerna indirekt (vanligtvis med kapacitiva spänningsdelare). Ett exempel på den tidigare typen av MLI är den kaskade H-Bridge, som har hittat viss användning i industriella tillämpningar eftersom de separata likströmsspänningarna kan levereras av en nättransformator med flera sekundärer, men inte kommer att betraktas ytterligare här eftersom det skulle kräva ett Rube Goldberg-liknande arrangemang av isolerade batteripaket och laddare i en EV.

Ett mycket enklare sätt att generera de olika spänningsnivåerna är den kapacitiva spänningsdelaren (exempel på sådana för 3- och 5-nivå MLI som visas i figur 2), som fungerar precis som en resistiv spänningsdelare, men endast för växlande strömmar. Koppling av två kondensatorer med lika värde i serie kommer att dela busspänningen i hälften, och mittpunkten kommer att bli en ny 0 V-referens för MLI (dvs. kraftstadiet för en 3-nivå MLI genererar pulser med amplituder av +VBATT / 2, 0 V, eller -VBATT / 2, med avseende på mittpunkten).

Avdelningsfunktionen kan förlängas genom att lägga till fler par kondensatorer, i vilket fall mittpunkten för varje korsning blir en ny spänningsnivå (så 4 -kapacitoravdelningssträngen för en 5 -nivå mli skapar spänningsnivåer av +vbatt / 2, +vbatt / 4, 0 v, -vbatt / 4 och -vbatt / 2, återigen Assumning av alla captumering är lika).

Så fördelaktigt som att minska spänningssvängningen av pulserna kan vara, lagen om minskande avkastning kommer att sparka in någon gång, eftersom den stora volymen av de kondensatorer som krävs – och komplexiteten i resten av MLI – skalor direkt med antalet spänningsnivåer. It is also important to note that the capacitors in the voltage dividers have to carry considerable ripple current, both at the fundamental (motor) frequency and the PWM frequency, meaning that they will likely need to have relatively large capacitance values ​​(to minimize ripple voltage from the low-frequency currents) and a film dielectric (to minimize losses from the high-frequency currents), which is not terribly cost- or Volymeffektiv.

Två av de ursprungliga multilevel -invertertopologierna som kan användas i EV: er är den neutrala punkten som är fastklämda (NPC) och flygande kondensator (FC), som visas i figurerna 3 respektive 4, som använder samma grundstegstruktur men olika metoder för att generera 0 V -utgångsnivån. In each of these 3-level MLIs, a phase winding is connected to +Vbatt when the upper two switches are on, or -Vbatt when the lower two switches are on, but the 0 V output level is generated directly in the NPC type by turning on the inner two switches, while in the FC type it is generated indirectly by turning on the upper and lower-inner switches at the same time to charge the flying capacitor, followed by the upper-inner and lower växlar för att ladda ut den. Ingen av dessa metoder möjliggör aktivt balansering av laddning på dividerkondensatorerna, så det tenderar att vara mer spänningskippel över dem, och som nämnts ovan, desto mer krusning på dividerkondensatorerna, desto högre thd. NPC-typen är enklare att kontrollera (faktiskt mycket enklare), medan FC-typen har högre feltolerans (en kondensator är i serie med motorlindningarna under 0 V-tillståndet) och kan uppnå en lägre ultimat THD, men det är fiendiskt svårt att kontrollera och introducerar det torniga problemet med hur man ska förvara sina flygkapacitorer under start.

Två MLI-topologier som använder aktiva switchar för att bättre upprätthålla laddningsbalansen på sina avdelare kondensatorer samtidigt som man bevarar förmågan att hantera belastningar med ett brett effektfaktorområde (läs: induktionsmotorer) är den aktiva neutrala punkten klämda (ANPC) och T-typen, som visas i figurerna 5 respektive 6.

ANPC MLI ersätter klämdioderna i NPC med switchar som är påslagna i samband med deras respektive mellanbryggningsomkopplare till klämma som lindas till en kondensator mittpunkt. Den viktigaste skillnaden i drift jämfört med den passiva klämman med dioder är att vid tidpunkten för klämbrytarna kan varieras för att bättre kontrollera laddningsbalansen på dividerkondensatorerna.

The T-type MLI operates in a similar fashion but saves two switches by replacing the clamping and inner bridge switches with a single bidirectional switch (composed of two conventional unidirectionally-blocking switches wired back-to-back) that directly connects a phase winding to a divider midpoint while allowing for bidirectional current flow when on, and bidirectional blocking when off. The main advantage of the T-type inverter is that it uses a standard triple half-bridge for driving the motor, but that also means the bridge switches must be rated to comfortably withstand the full battery voltage, whereas all of the other MLI topologies considered here stack two switches in series at the outer (highest voltage) bridge positions (the inner switches only see a fraction of Vbatt), so all of the switches can theoretically be Betygsatt för hälften av blockeringsspänningen (i en 3-nivå MLI). Det är särskilt användbart för dagsteknologin GaN Hemts eftersom de oftast toppar i en 650 VDC-klassificering, men inte så relevant med SIC MOSFET: er (eller äldre-teknologi SI IGBT) eftersom de är allmänt tillgängliga i 1,2 KV och 1,7 KV-betyg som skulle vara lämpliga för batterispolages i 600-800 VDC-sortimentet.

Det finns många andra MLI-topologier som är ännu mer komplexa, men de kommer inte att övervägas här-den betydande ökningen av komponentantalet som går från en 2-nivå VSI till någon av 3-nivåer (mycket mindre 5-nivå!) MLI-topologier räcker tillräckligt med ett hinder för deras adoption som det är. Ett annat hinder är att alla MLI -topologier kräver ändringar i kontrollscheman för kraftsteg, vilket innebär att deras utveckling kommer att vara mycket dyrare (och ta mer tid än förväntat – men är det inte alltid fallet?). When one also considers that just the AC voltage divider capacitors required by most MLI topologies will likely take up as much volume all by themselves as a complete 2-level VSI (to say nothing of the flying capacitors also required in the FC MLI), and that a substantial reduction in RF noise emissions—and even common-mode noise currents—can be achieved in the 2-level VSI simply by adding LC filters to each phase Output, argumentet för MLIS i EVS är tufft att sälja.

Den här artikeln dök först upp i nummer 70: oktober-december 2024-Prenumerera nu.